開關電源的基本工作原理
相對于線性穩壓電源功耗較大的缺點，開關電源的效率可達90%以上，而且造價低、體積小。開關電源的工作原理如圖1所示，它由調整管、濾波電路、比較器、三角波發生器、比較放大器和基準源等構成。
在圖1中，三角波發生器的輸出波形加到比較器的反相端，其同相端接比較放大器的輸出Vf。當三角波的幅度小于比較器的同相輸入時，比較器輸出高電平，對應調整管導通的時間為ton。反之，當三角波的幅度大于比較器的同相輸入時，對應調整管的截至時間為toff。為了穩定電壓輸出，按電壓負反饋方式引入反饋，以確定基準源和比較放大器之間的聯系。假設輸出電壓增加，則FVo增加，比較放大器的輸出Vf減小，那么比較器的輸出波形中toff增加，從而使調整管的導通時間減小，輸出電壓下降，起到穩壓的作用。如果忽略電感的直流電阻，那么輸出電壓Vo為調整管發射極電壓Ve的平均分量，于是有：
其中，q為占空比。在輸入電壓一定的時候，輸出電壓與占空比正比，通過改變比較器輸出波形的占空比就可以控制輸出電壓的幅值。
UC3842的工作原理
UC3842是美國Unitorde公司生產的一種性能優良的電流控制型脈寬調制芯片。該調制器單端輸出，能直接驅動雙極型的功率管或場效應管。其主要優點是管腳數量少，外圍電路簡單，電壓調整率可達0.01%，工作頻率高達500kHz，啟動電流小于1mA，正常工作電流為5mA，并可利用高頻變壓器實現與電網的隔離。該芯片集成了振蕩器、具有溫度補償的高增益誤差放大器、電流檢測比較器、圖騰柱輸出電路、輸入和基準欠電壓鎖定電路以及PWM鎖存器電路。其內部結構及基本外圍電路如圖2所示。
UC3842是8腳的雙列直插的封裝形式。
如圖2所示，第1腳為補償腳，內部誤差放大器的輸出端，外接阻容元件以確定誤差放大器的增益和頻響。
第2腳是反饋腳，將采樣電壓加到誤差放大器的反相輸入端，再與同相輸入端的基準電壓進行比較，產生誤差電壓，控制脈沖的寬度。
第3腳為電流傳感端，在功率管的源極串接一個小阻值的采樣電阻，構成過流保護電路。當電源電壓異常時，功率管的電流增大，當采樣電阻上的電壓超過1V時，UC3842就停止輸出，有效地保護了功率管。
第4腳為鋸齒振蕩器外部定時電阻R與定時電容C的公共端。
第5腳為地。
第6腳為圖騰柱式輸出電壓，當上面的三極管截止的時候下面的三極管導通，為功率管關斷時提供了低阻抗的反向抽取電流回路，加速了功率管的關斷。
第7腳為輸入電壓，開關電源啟動的時候需要在該引腳加一個不低于16V的電壓，芯片工作后，輸入電壓可以在10～30V之間波動，低于10V時停止工作。
第8腳為內部5.0V的基準電壓輸出，電流可達50mA。
電路上電時，外接的啟動電路通過引腳7提供芯片需要的啟動電壓。在啟動電源的作用下，芯片開始工作，脈沖寬度調制電路產生的脈沖信號經6腳輸出驅動外接的開關功率管工作。功率管工作產生的信號經取樣電路轉換為低壓直流信號反饋到3腳，維護系統的正常工作。電路正常工作后，取樣電路反饋的低壓直流信號經2腳送到內部的誤差比較放大器，與內部的基準電壓進行比較，產生的誤差信號送到脈寬調制電路，完成脈沖寬度的調制，從而達到穩定輸出電壓的目的。如果輸出電壓由于某種原因變高，則2腳的取樣電壓也變高，脈寬調制電路會使輸出脈沖的寬度變窄，則開關功率管的導通時間變短，輸出電壓變低，從而使輸出電壓穩定，反之亦然。鋸齒波振蕩電路產生周期性的鋸齒波，其周期取決于4腳外接的RC網絡。所產生的鋸齒波送到脈沖寬度調制器，作為其工作周期，脈寬調制器輸出的脈沖周期不變，而脈沖寬度則隨反饋電壓的大小而變化。
實際應用電路
根據UC3842的特點，設計一個30～36V可調的開關型穩壓電源，其總體結構框圖如圖3所示。
交流輸入后通過整流濾波得到直流電壓，經過LM317后獲得16.5V的直流電壓，作為UC3842芯片的啟動電壓。芯片啟動后通過脈寬調制控制功率管的開關從而實現穩壓輸出。控制電路的核心是UC3842，其后級的高速開關功率管要求滿足一定的耐壓值和足夠大的額定電流。這里可以選用IRF540，其耐壓值高達100V，額定電流可以達到33A。高頻變壓器的升壓系數為1.2，采用雙橋間距為0.3mm的鐵氧鐵芯，由直徑0.65mm的銅絲繞制而成。高頻變壓器出來的脈動直流電壓，先通過二極管整理，再通過3個50V/3300μF的電解電容，和由一個33μH電感和2個104的電容構成∏型濾波器進行濾波后輸出。其UC3842的核心電路如圖4所示。
如圖4所示，UC3842的工作頻率由4腳和8腳間的RT和CT決定的。理論上，其內部的振蕩頻率最高可達500kHz。在本系統中RT和CT分別選用了10kΩ和0.0022μF，根據公式： 1.72/RtCt.（Rt小于5k時，公式為
利用電流控制型脈寬調制芯片UC3842為核心設計的開關穩壓電源，電路結構簡單、成本低、體積小、易實現，并且可以克服電壓型脈寬調制器開關穩壓電源頻響慢、電壓調整率低和負載調整率低的缺點，具有廣闊的應用前景。
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1、 UC3842 內部工作原理簡介
圖1 示出了UC3842 內部框圖和引腳圖，UC3842 采用固定工作頻率脈沖寬度可控調制方式，共有8 個引腳，各腳功能如下：
①腳是誤差放大器的輸出端，外接阻容元件用于改善誤差放大器的增益和頻率特性；
②腳是反饋電壓輸入端，此腳電壓與誤差放大器同相端的2.5V 基準電壓進行比較，產生誤差電壓，從而控制脈沖寬度；
③腳為電流檢測輸入端， 當檢測電壓超過1V時縮小脈沖寬度使電源處于間歇工作狀態；
④腳為定時端，內部振蕩器的工作頻率由外接的阻容時間常數決定，f=1.8/(RT×CT)；
⑤腳為公共地端；
⑥腳為推挽輸出端，內部為圖騰柱式，上升、下降時間僅為50ns 驅動能力為±1A ；
⑦腳是直流電源供電端，具有欠、過壓鎖定功能，芯片功耗為15mW；
⑧腳為5V 基準電壓輸出端，有50mA 的負載能力。
電路上電時，外接的啟動電路通過引腳7提供芯片需要的啟動電壓。在啟動電源的作用下，芯片開始工作，脈沖寬度調制電路產生的脈沖信號經6腳輸出驅動外接的開關功率管工作。功率管工作產生的信號經取樣電路轉換為低壓直流信號反饋到3腳，維護系統的正常工作。電路正常工作后，取樣電路反饋的低壓直流信號經2腳送到內部的誤差比較放大器，與內部的基準電壓進行比較，產生的誤差信號送到脈寬調制電路，完成脈沖寬度的調制，從而達到穩定輸出電壓的目的。如果輸出電壓由于某種原因變高，則2腳的取樣電壓也變高，脈寬調制電路會使輸出脈沖的寬度變窄，則開關功率管的導通時間變短，輸出電壓變低，從而使輸出電壓穩定，反之亦然。鋸齒波振蕩電路產生周期性的鋸齒波，其周期取決于4腳外接的RC網絡。所產生的鋸齒波送到脈沖寬度調制器，作為其工作周期，脈寬調制器輸出的脈沖周期不變，而脈沖寬度則隨反饋電壓的大小而變化。
3 、電路的調試
此電路的調試需要注意：一是調節電位器RP1使電路起振，起振電流在1mA左右；二是起振后變壓器③④繞組提供的直流電壓應能使電路正常工作，此電壓的范圍大約為11～17V 之間；三是根據輸出電壓的數值大小來改變R4，以確定其反饋量的大小；四是根據保護要求來確定檢測電阻R10 的大小，通常R10 是2W、1Ω以下的電阻。
圖2 UC3842 構成的開關電源
用UC3842做的開關電源的典型電路見圖1。
過載和短路保護，一般是通過在開關管的源極串一個電阻（R4），把電流信號送到3842的第3腳來實現保護。當電源過載時，3842保護動作，使占空比減小，輸出電壓降低，3842的供電電壓Vaux也跟著降低，當低到3842不能工作時，整個電路關閉，然后靠R1、R2開始下一次啟動過程。這被稱為“打嗝”式（hiccup）保護。
在這種保護狀態下，電源只工作幾個開關周期，然后進入很長時間（幾百ms到幾s）的啟動過程，平均功率很低，即使長時間輸出短路也不會導致電源的損壞。由于漏感等原因，有的開關電源在每個開關周期有很大的開關尖峰，即使在占空比很小時，輔助電壓Vaux也不能降到足夠低，所以一般在輔助電源的整流二極管上串一個電阻（R3），它和C1形成RC濾波，濾掉開通瞬間的尖峰。仔細調整這個電阻的數值，一般都可以達到滿意的保護。使用這個電路，必須注意選取比較低的輔助電壓Vaux，對3842一般為13～15V，使電路容易保護。
圖2、3、4是常見的電路。
圖2采取拉低第1腳的方法關閉電源。
圖3采用斷開振蕩回路的方法。
圖4采取抬高第2腳，進而使第1腳降低的方法。
注意電路中C4的作用，電源正常啟動，光耦是不通的，因此靠C4來使保護電路延遲一段時間動作。在過載或短路保護時，它也起延時保護的左右。在燈泡、馬達等啟動電流大的場合，C4的取值也要大一點。
圖1是使用最廣泛的電路，然而它的保護電路仍有幾個問題：
1. 在批量生產時，由于元器件的差異，總會有一些電源不能很好保護，這時需要個別調整R3的數值，給生產造成麻煩；
2. 在輸出電壓較低時，如3.3V、5V，由于輸出電流大，過載時輸出電壓下降不大，也很難調整R3到一個理想的數值；
3. 在正激應用時，輔助電壓Vaux雖然也跟隨輸出變化，但跟輸入電壓HV的關系更大，也很難調整R3到一個理想的數值。
這時如果采用輔助電路來實現保護關斷，會達到更好的效果。輔助關斷電路的實現原理：在過載或短路時，輸出電壓降低，電壓反饋的光耦不再導通，輔助關斷電路當檢測到光耦不再導通時，延遲一段時間就動作，關閉電源。
1 概述
本文首先對電流型脈寬控制器UC3842（內部電路圖如圖1所示）常用的三種穩定輸出電壓電路作了介紹，分析其各自的優缺點，在此基礎上設計了一種新的電壓反饋電路，實驗證明這種新的電路具有很好的穩壓效果。
2、 UC3842常用的電壓反饋電路
2.1 輸出電壓直接分壓作為誤差放大器的輸入
如圖2所示，輸出電壓Vo經R2及R4分壓后作為采樣信號，輸入UC3842腳2（誤差放大器的反向輸入端）。誤差放大器的正向輸入端接UC3842內部的2.5V的基準電壓。當采樣電壓小于2.5V時，誤差放大器正向和反向輸出端之間的電壓差經放大器放大后，調節輸出電壓，使得UC3842的輸出信號的占空比變大，輸出電壓上升，最終使輸出電壓穩定在設定的電壓值。R3與C1并聯構成電流型反饋。
這種電路的優點是采樣電路簡單，缺點是輸入電壓和輸出電壓必須共地，不能做到電氣隔離。勢必 引起電源布線的困難，而且電源工作在高頻開關狀態，容易引起電磁干擾，必然帶來電路設計的困難，所以這種方法很少使用。
2.2 輔助電源輸出電壓分壓作為誤差放大器的輸入
如圖3所示，當輸出電壓升高時，單端反激式變壓器T的輔助繞組上產生的感應電壓也升高，該電壓經過D2，D3，C15，C14，C13和R15組成的整流、濾波和穩壓網絡后得到一直流電壓，給UC3842供電。同時該電壓經R2及R4分壓后作為采樣電壓，送入UC3842的腳2，在與基準電壓比較后，經誤差放大器放大，使腳6輸出脈沖的占空比變小，輸出電壓下降，達到穩壓的目的。同樣，當輸出電壓降低時，使腳6輸出脈沖的占空比變大，輸出電壓上升，最終使輸出電壓穩定在設定的值。
這種電路的優點是采樣電路簡單，副邊繞組、原邊繞組和輔助繞組之間沒有任何的電氣通路，容易布線。缺點是并非從副邊繞組直接得到采樣電壓，穩壓效果不好，實驗中發現，當電源的負載變化較大時，基本上不能實現穩壓。該電路適用于針對某種固定負載的情況。
2.3 采用線性光耦改變誤差放大器的輸入誤差電壓
如圖4所示，該開關電源的電壓采樣電路有兩路：一是輔助繞組的電壓經D1，D2，C1，C2，C3，R9組成的整流、濾波和穩壓后得到16V的直流電壓給UC3842供電，另外，該電壓經R2及R4分壓后得到一采樣電壓，該路采樣電壓主要反映了直流母線電壓的變化；另一路是光電耦合器、三端可調穩壓管Z和R4，R5，R6，R7，R8組成的電壓采樣電路，該路電壓反映了輸出電壓的變化；當輸出電壓升高時，經電阻R7及R8分壓后輸入Z的參考電壓也升高，穩壓管的穩壓值升高，流過光耦中發光二極管的電流減小，流過光耦中的光電三極管的電流也相應的減小，誤差放大器的輸入反饋電壓降低，導致UC3842腳6輸出驅動信號的占空比變小，于是輸出電壓下降，達到穩壓的目的。
該電路因為采用了光電耦合器，實現了輸出和輸入的隔離，弱電和強電的隔離，減少了電磁干擾，抗干擾能力較強，而且是對輸出電壓采樣，有很好的穩壓性能。缺點是外接元器件增多，增加了布線的困難，增加了電源的成本。
3 、線性光耦改變誤差放大器增益電壓反饋電路及實驗結果
3.1 采用線性光耦改變誤差放大器的增益
如圖5所示，該電壓采樣及反饋電路由R2，R5，R6，R7，R8，C1，光電耦合器、三端可調穩壓管Z組成。當輸出電壓升高時，輸出電壓經R7及R8分壓得到的采樣電壓（即Z的參考電壓）也升高，Z的穩壓值也升高，流過光耦中發光二極管中的電流減小，導致流過光電三極管中的電流減小，相當于C1并聯的可變電阻的阻值變大（該等效電阻的阻值受流過發光二極管電流的控制），誤差放大器的增益變大，導致UC3842腳6輸出驅動信號的占空比變小，輸出電壓下降，達到穩壓的目的。當輸出電壓降低時，誤差放大器的增益變小，輸出的開關信號占空比變大，最終使輸出電壓穩定在設定的值。因為，UC3842的電壓反饋輸入端腳2接地，所以，誤差放大器的輸入誤差總是固定的，改變的是誤差放大器的增益（可將線性光耦中的光電三極管視為一可變電阻），其等效電路圖如圖6所示。
該電路通過調節誤差放大器的增益而不是調節誤差放大器的輸入誤差來改變誤差放大器的輸出，從而改變開關信號的占空比。這種拓撲結構不僅外接元器件較少，而且在電壓采樣電路中采用了三端可調穩壓管，使得輸出電壓在負載發生較大的變化時，輸出電壓基本上沒有變化。實驗證明與上述三種反饋電路相比，該電路具有很好的穩壓效果。
3.2 實驗結果
將這種新的采用線性光耦改變誤差放大器增益的電壓反饋電路，用于一48V/12V的單端反激式DC/DC開關電源（最大輸出電流5A），顯示該電源輸出電壓穩定，帶負載能力強。圖7(a)－(h)分別給出了當負載為100Ω，25Ω，10Ω，3Ω時的輸出電壓和驅動波形，從波形可以看出，當負載電流逐漸增大時，驅動信號的占空比相應增大，但輸出電壓始終穩定在12.16V。
4、 結語
在單端隔離式PWM型電源中，電流型脈寬調制器UC3842有著廣闊的應用范圍，本文在分析了三種常用的電壓反饋電路的基礎上，設計了一種新的采用線性光耦改變UC3842誤差放大器增益的電壓反饋電路。實驗證明，新的電壓反饋電路使得穩壓精度高，負載適應性強。
簡單介紹一下uc3842好壞的判斷方法:
在更換完外圍損壞的元器件后,先不裝開關管,加電測uc3842的7腳電壓,若電壓在10-17V間波動,其余各腳也分別有波動的電壓,則說明電路已起振,uc3842基本正常;若7腳電壓低,其余管腳無電壓或不波動,則uc3842已損壞．
上電測試輸出,若有輸出電平則說明管子正常,測試6腳與5腳電阻,如果非常小說明管子損壞.
在UC3842的7、5腳間外加+17V左右的直流電壓,若測8腳有+5V電壓,1、2、4、6腳也有不同的電壓,則UC3842基本正常,工作電流小,自身不易損壞．它損壞的最常見原因是電源開關管短路后,高電壓從G極加到其6腳而致使其燒毀．
一款用UC3842設計的電動車充電器工作原理分析（附圖）
UC3842工作原理：
該電路的電源部分使用單端式脈寬調制型開關電源，脈寬調制IC使用的是UC3842。UC3842是一種電流型脈寬控制器，它可以直接驅動MOS管、IGBT等，適合于制作單端電路。
220V整流濾波后的約300V直流電壓經電阻R1降壓后加到UC3842的供電端（7端），為UC3842提供啟動電壓，UC3842內部設有欠壓鎖定電路，其開啟和關閉閾值分別為16V和10V。在開啟之前，UC3842消耗的電流在1mA以內。啟動正常工作后，它的消耗電流約為15mA。反饋繞組為其提供維持正常工作電壓。由于漏感等原因，開關電源在每個開關周期有很大的開關尖峰，即使在占空比很小時，輔助電壓也不能降到足夠低，所以輔助電源的整流二極管上串一個電阻（R3），它和C9形成RC濾波，濾掉開通瞬間的尖峰。 接在4腳的R5、C6決定了開關電源的工作頻率。計算公式為：Fosc (kHz) = 1.72 / (RT (k) × CT (uf))，此電路的工作頻率為40KHz。
過載和短路保護，通過在開關管的源極串一個電阻（R12），把電流信號經R10、R11送到3842的第3腳來實現保護。當電源過載時，3842保護動作，使占空比減小，輸出電壓降低，3842的供電電壓也跟著降低，當低到3842不能工作時，整個電路關閉，然后靠R1開始下一次啟動過程。在這種保護狀態下，電源只工作幾個開關周期，然后進入很長時間（約
500ms）的啟動過程，平均功率很低，即使長時間輸出短路也不會導致電源的損壞。
穩壓過程：
UC3842的2腳是電壓檢測端。輸出電壓經R18、R19、W1分壓為U4（TL431）參考端（1腳）提供參考電壓。TL431是一個有良好的熱穩定性能的三端可調分流基準源。內部含有一個2.5V的基準電壓，所以當在參考端引入輸出反饋時，器件可以通過從陰極（3腳）到陽極（2腳）很寬范圍的分流，控制輸出電壓。若輸出電壓增大，反饋量增大，TL431的分流也就增加。線性光耦（U2）的發光二極管亮度增加，輸出電阻減小。UC3842的2腳電壓升高，驅動脈寬減小。最終使電壓穩定下來。
充電過程：
當BATT＋、BATT－接上畜電池時，畜電池正端經R13、D10使K1吸合。充電回路閉合，畜電池開始充電。當畜電池接反時，由于D10反向截止，K1不會吸合，充電回路處于斷開狀態。不會燒壞R14、D7、D8、C11等元件。
剛充電時，畜電池電壓很低，充電電流會很大。R14兩端的壓降大于U3A的2腳R23、R24的分壓電壓，U3A輸出高電平，D13（紅色，充電指示燈）亮。當充電電流達到1.8A時，R14兩端的壓降等于U5A的3腳R30、R31的分壓電壓，U5A開始起控。只要輸出電流有一點增加，U5A的1腳隨即輸出低電平，U2的1、2腳電流增加，4、5腳電阻減小，U1的2腳電壓升高，輸出電壓下降，最終使電流恒定在1.8A。
隨著充電時間的增加，畜電池的電壓也漸漸上升，當充電電壓達到最高充電電壓（44V）時。U4的參考端電壓將達到2.5V，U4開始起控，使電壓穩定下來。調節W1可以微調電壓值。此時電流不再恒定，而是漸漸減小。U5A也不再起控，一直處于高電平輸出狀態，由于D17的反向截止，不會影響輸出電壓。
當充電電流小于0.4A時,R14兩端的壓降小于U3A的2腳R23、R24的分壓電壓，U3A輸出低電平，D13滅。此時U3B的5腳電壓高于6腳電壓，7腳輸出高電平，D14（綠色，電源/浮充指示燈）亮，表示已充滿，進入浮充狀態。同時經R27限流，D15穩壓，通過R28、D9、W2使U4的參考端電壓增加，從而使最大充電電壓降為浮充電壓。調節W2可微調浮充電壓。
UC3842的開關電源保護電路的改進
UC3842的典型應用電路如圖l所示。該電路主要由橋式整流電路，高頻變壓器，MOS功率管以及電流型脈寬調制芯片UC3842構成。其工作原理為：220V的交流電經過橋式整流濾波電路后，得到大約+300V的直流高壓，這一直流電壓被M0S功率管斬波并通過高頻變壓器降壓，變成頻率為幾十kHz的矩形波電壓，再經過輸出整流濾波，就得到了穩定的直流輸出電壓。其中高頻變壓器的自饋線圈N2中感應的電壓，經D2整流后所得到的直流電壓被反饋到UC3842內部的誤差放大器并和基準電壓比較得到誤差電壓Vr，同時在取樣電阻R11上建立的直流電壓也被反饋到UC3842電流測定比較器的同柑輸入端，這個檢測電壓和誤差電壓Vt相比較，產生脈沖寬度可調的驅動信號，用來控制開關功率管的導通和關斷時間，以決定高頻變壓器的通斷狀態，從而達到輸出穩壓的目的。圖l中，R5用來限制C8產生的充電峰值電流。考慮到Vi及Vref上的噪聲電壓也會影響輸出的脈沖寬度，因此，在UC3842的腳7和腳8上分別接有消噪電容C4和C2。R7是MOS功率管的柵極限流電阻。另外，在UC3842的輸入端與地之間，還有34V的穩壓管，一旦輸入端出現高壓，該穩壓管就被反向擊穿，將Vi鉗位于34V，保護芯片不致壞。
2 UC3842保護電路的缺陷
2.l 過載保護的缺陷
當電源過載或輸出短路時，UC3842的保護電路動作，使輸出脈沖的占空比減小，輸出電壓降低，UC3842的供電電壓也跟著降低，當低到UC3842不能工作時，整個電路關閉，然后通過R6開始下一次啟動過程。這種保護被稱為“打嗝”式(hiccup)保護。在這種保護狀態下，電源只工作幾個開關周期，然后進入很長時間(幾百ms到幾s)的啟動過程，因此，它的平均功率很低。但是，由于變壓器存在漏感等原因，有的開關電源在每個開關周期都有很高的開關尖峰電壓，即使在占空比很小的情況下，輔助供電電壓也不能降到足夠低，所以不能實現理想的保護功能。
2.2電路穩定性的缺陷
在圖l所示的電路中，當電源的占空比大于50％，或變壓器工作在連續電流條件下時，整個電路就會產生分諧波振蕩，引起電源輸出的不穩定。圖2表示了變壓器中電感電流的變化過程。沒在t0時刻，開關開始導通，使電感電流以斜率m1上升，該斜率是輸入電壓除以電感的函數。t1時刻，電流取樣輸入達到由控制電壓建立的門限，這導致開關斷開，電流以斜率m2衰減，直至下一個振蕩周期。如果此時有一個擾動加到控制電壓上，那么它將產生一個△I，這樣我們就會發現電路存在著不穩定的情況，即在一個固定的振蕩器周期內，電流衰減時閘減少，最小電流開關接通時刻t2上升了△I+△Im2/m1，最小電流在下一個周期t3減小到(△I+△Im2/m4)(m2/m1)，在每一個后續周期，該擾動m2／m1被相乘，在開關接通時交替增加和減小電感電流，也許需要幾個振蕩器周期才能使電感電流為零，使過程重新開始，如果m2／m1大于l，變換器將會不穩定。因此，圖l所示的電路在某狀態下存在著一定的失穩隱患。
3 保護電路的改進
針對上述分析，改進電路如圖3所示，該電路具有以下特點。
1)通過在UC3842的采樣電壓處接入一個射極跟隨器，從而在控制電壓上增加了一個與脈寬調制時鐘同步的人為斜坡，它可以在后續的周期內將△I擾動減小到零。因此，即使系統工作在占空比大于50％或連續的電感電流條件下，系統也不會出現不穩定的情況。不過該補償斜坡的斜率必須等于或略大于m2／2，系統才能具有真正的穩定性。
2）取樣電阻改用無感電阻。無感電阻是一種雙線并繞的繞線電阻，其精度高且容易做到大功率。采用無感電阻后，其阻抗不會隨著頻率的增加而增加。這樣，即使在高頻情況下取樣電阻所消耗的功率也不會超過它的標稱功率，因此也就不會出現炸機現象。
3)反饋電路改用TL43l加光耦來控制。我們都知道放大器用作信號傳輸時都需要傳輸時間，并不是輸出與輸入同時建立。如果把反饋信號接到UC3842的電壓反饋端，則反饋信號需連續通過兩個高增益誤差放大器，傳輸時間增長。由于TL431本身就是一個高增益的誤差放大器，因此，在圖3中直接采用腳1做反饋，從UC3842的腳8(基準電壓腳)拉了一個電阻到腳l，腳2通過R18接地。這樣做的好處是，跳過了UC3842的內部放大器，從而把反饋信號的傳輸時間縮短了一半，使電源的動態響應變快。另外，直接控制UC3842的腳l還可簡化系統的頻率補償以及輸出功率小等問題。
UC3842工作原理
下圖為UC3842 內部框圖和引腳圖，UC3842 采用固定工作頻率脈沖寬度可控調制方式，共有8 個引腳，各腳功能如下：
① 腳是誤差放大器的輸出端，外接阻容元件用于改善誤差放大器的增益和頻率特性；
② ②腳是反饋電壓輸入端，此腳電壓與誤差放大器同相端的2.5V 基準電壓進行比較，產生誤差電壓，從而控制脈沖寬度；
③ ③腳為電流檢測輸入端， 當檢測電壓超過1V時縮小脈沖寬度使電源處于間歇工作狀態；
④ ④腳為定時端，內部振蕩器的工作頻率由外接的阻容時間常數決定，f=1.8/(RT×CT)；
⑤ ⑤腳為公共地端；
⑥ ⑥腳為推挽輸出端，內部為圖騰柱式，上升、下降時間僅為50ns 驅動能力為±1A ；
⑦ ⑦腳是直流電源供電端，具有欠、過壓鎖定功能，芯片功耗為15mW；
⑧ ⑧腳為5V 基準電壓輸出端，有50mA 的負載能力。
啟動電路由R517、ZD520等組成』市電經D512、514、515、516、C510整流濾波后因R517直接給IC502的7腳提供一17伏左右的啟動電壓』ZD502的參與有效的防止了高電壓對IC502的沖擊』有效的保護了IC502。
由于7腳得到了額定的工作電壓IC502其內部電路開始工作』6腳輸出開關脈沖』通過R520驅動開關管Q520的柵極』使Q520進入了周期性的振蕩狀態』此時IC502的工作電壓便有開關變壓器T501的1-2繞組的感應脈沖經D502、C521等整流濾波后提供』這樣更利于了IC502內部欠壓、過壓功能的實現。同時這個電壓又經過R507、R508分壓、VR501、R525取樣后加到IC502的2腳』經內部電路比較放大后控制6腳輸出脈沖的寬度』以達到自動穩壓的目的。
R523是電路的過流取樣電阻』當負載電流增大時』R523兩端的電壓升高』這個升高的電壓經R522加到了IC502的3腳控制其內部電路以達到過流保護的目的。
對于易損件的分析:
我們在維修中都有這樣的經驗』往往那些電壓高、電流大、發熱量的區域都是故障的高發區域。這個規律適用于大多數的電子電路』在顯示器電源電路中首當其沖的就是開關管』雖然3842有著完善的保護功能』但在實際中開關管擊穿、炸裂等故障還是比比皆是』出現這些情況』過流取樣電阻大多都脫不了關系』所以在遇到這些情況的時候』順便檢查一下此電阻可不要忘記。由于此電阻阻值小』要求精度高』當我們更換有關電路的其他元件時』由于這些元件參數的差異 也可能導致過流電路的誤動作』此時我們應精細的調整阻值。
對于保險絲完好』元件沒有明顯熱損壞的三無機器』我們應首先測量3842的7腳工作電壓』常見故障有R517啟動電阻斷路』18伏穩壓管擊穿等』C521是3842的電源濾波電容』雖然他出現故障相對少一些』但他促成的一些故障現象更應注意』他容量的大小及漏電程度的大小可造成式輸出電壓高、啟動難、不啟動等一系列故障。
7腳電壓正常6腳無輸出』大多都是保護電路動作了』我們通過測量2、3腳電壓很容易就能區分出來』在保護取樣電路中半可變電阻容易隨著時間的推移而出現接觸不良致使電壓升高』或電壓不穩定』對于過流保護的電阻』他的重要性我們前面已說過。R520的阻值變大容易造成開關管發熱量大的故障』遇到過熱的毛病不防查他一下。
有些機器開機即燒管』浪費了我我們大量的時間和金錢』對于這樣的機器我們可先不上開關管』通過測量3842的各腳電壓來確定他的工作狀態是否正常』一般來說1腳0.6-2伏、2腳2伏左右、3腳0伏、4腳1伏左右、5腳0伏、6腳0.5-2伏左右、7腳在12伏左右跳動』8腳在2 伏左右。由于各機型參數不盡相同』可能會有些差異。只要在正常范圍內就可接管進行試驗』但不要忘了采取一些保護措施。
以下是幾種由3842構成的電源』雖然在輔助電路上各部分相同』但萬變不離其宗』你可以對照著比較一下』這樣對于以后分析電路也許有點幫助。以上分析如有錯誤敬請同行指正』期待著與大家共同進步!
采用UC3842的電流控制型開關電源，比如電腦顯示器的電路
電壓控制型開關電源會對開關電流失控，不便于過流保護，并且響應慢、穩定性差。與之相比，電流控制型開關電源是一個電壓、電流雙閉環控制系統，能克服電流失控的缺點，并且性能可靠、電路簡單。據此，我們用UC3842芯片設計了一個電流控制型開關電源。為了提高輸出電壓的精度，系統沒有采用離線式結構，而采用直接反饋式結構。本系統在設計上充分考慮了電磁兼容性和安全性，可廣泛應用于工業、家電、視聽和照明設備。
電流控制型開關電源的原理框圖
電流型控制是針對電壓型控制的缺點而發展起來的，在保留了電壓控制型的輸出電壓反饋控制部分外，又增加了一個電流反饋環節，其原理框如圖1所示。
圖1 電流控制型開關電源的原理框圖
電流控制型開關電源是一個電壓、電流雙閉環控制系統，內環為電流控制環，外環為電壓控制環。當U O變化導致UF變化，或I變化導致US變化時，都會使PWM電路的輸出脈沖占空比發生變化，從而改變UO，達到輸出電壓穩定的目的。
電流型控制芯片UC3842
UC3842是一塊功能齊全、較為典型的單端電流型PWM控制集成電路，內包含誤差放大器、電流檢測比較器、PWM鎖存器、振蕩器、內部基準電源和欠壓鎖定等單元。它提供8端口雙列直插塑料封裝和14端口塑料表面貼裝封裝，內部結構如圖2所示。
圖2 UC3842內部電路
8端口雙列直插塑料封裝的UC3842各管端口功能簡介。
①端口COMP是內部誤差放大器的輸出端。
②端口VFB是反饋電壓輸入端，與內部誤差放大器同相輸入端的+2.5V基準電壓進行比較，產生誤差電壓，控制脈沖的寬度。
③端口ISENSE是電流傳感端。在應用電路中，在MOSFET的源極串接一個小阻值的取樣電阻，將脈沖變壓器的電流轉換成電壓并送入③端口，控制脈沖的寬度。
④端口RT/CT是定時端。鋸齒波振蕩器的振蕩頻率f=1.8/（RT·CT），電流模式工作頻率可達500kHz。
⑤端口GND是接地。
⑥端口OUTPUT是輸出端，此端口為圖騰柱式輸出，驅動電流的峰值高達l.0A。
⑦端口VCC是電源。當供電電壓低于16V時，UC3824不工作，此時耗電在1mA以下。芯片工作后，輸入電壓可在10～30V之間波動，工作電流約為15mA。
⑧端口VREF是基準電壓輸出，可輸出精確的+5V基準電壓，電流可達50mA。
UC3842構成電流控制型開關電源
1 電路組成
UC3842構成的電流控制型開關電源電路如圖3所示。
圖3 UC3842構成電流控制型開關電源
2 工作原理
220V交流電先通過濾波網絡濾掉各種干擾。電阻R1主要用來消除斷電瞬間殘留的電壓，熱敏電阻RT1可以限制浪涌電流，壓敏電阻VDR保護電路免受雷電的沖擊。然后，再經過B1整流、C4濾波，獲得約300V直流電壓后分兩路輸出：一路經開關變壓器T加到MOSFET Q1的漏極，另一路經R3加到C17的正端。當C17的正端電位升到≥R16時，⑦端口得工作電壓，UC3842電路啟動，⑥端口電位上升，Q1開始導通，同時⑧端口的5V電壓通過內電路建立。C17容量最好在lO0μF以上,否則電源將出現打嗝現象。C12濾波電容消除在開關時會產生尖峰脈沖，C11為消噪電容，R6、C13決定鋸齒波振蕩器的振蕩頻率，R9、C15用來確定誤差放大器的增益和頻響。C14起斜坡補償作用，能提高采樣電壓的可靠性。正常工作后，線圈N2上的高頻電壓經過D2、R17、C18、D3為UC3842提供工作電壓。
當開關管導通時，整流電壓加在開關變壓器初級繞組上的電能變成磁能儲存在開關變壓器中。開關管截止后，能量通過次級繞組釋放到負載上。D7、D8是脈沖整流二極管，C7、R5吸收旁路開機瞬間出現的脈沖電流，L3、C8、C9、C10組成濾波電路。輸出電壓可由下式描述。
UO=UI(TON/KTOFF)
式中，UO為輸出電壓，UI為整流電壓，K為變壓器的變壓比，TON為Q1的導通時間，TOFF為Q2的截止時間。
由上式可知，輸出電壓和開關管的導通時間及輸入電壓成正比，與變壓器的變壓比及開關管的截止時間成反比。C16、R12、D5用來限制柵極電壓和電流，進而改善Q1開關速度，有利于改善電磁兼容性。R13主要來防止Q1柵極懸空，D1、R4、C5和D6、R16、C20構成兩級吸收回路，用于吸收尖峰電壓，防止Q1損壞。
系統中的穩壓電路有：
● 電流反饋電路。Q1源極串接取樣電阻R15，把電流信號變為電壓信號，送入UC3842內部的電流檢測比較器同相端。當Q1導通，電流斜率上升時，取樣電阻R15的電壓增加。一旦R15的電壓等于電流檢測比較器反相端的電壓，內部觸發器復位，Q1截止，即實現了以電流控制⑥端口激勵脈沖的占空比來穩定輸出電壓。C19用來抑制取樣電流的尖脈沖。
● 電壓反饋電路。主要由可編程精密穩壓器TL431和線性光電耦合器PC817組成。輸出電壓經R21、R22分壓后得到取樣電壓，送到可編程精密穩壓器TL431的參考端口，改變R21、R22的阻值，使TL431的穩壓值變化，即可改變開關電源的輸出電壓。C21、R19對可編程精密穩壓器TI431內部放大器進行相位補償。系統通過改變光電耦合器U2的發光強度來改變UC3842反饋端電壓以實現穩壓。當輸出電壓升高時，TL431兩端的電壓UKA保持不變，光電耦合器控制端電流增大，②端口反饋端電壓值隨之增大，UC3842內部的電流檢測比較器反相端的電壓變低，輸出端⑥端口的脈沖信號占空比變低，開關管的導通時間減少，輸出電壓降低；反之，如果輸出電壓下降時，UC3842的輸出脈沖占空比增大，輸出電壓增高，達到穩壓目的。另一方面，⑦端口電源電壓由D2整流、C18濾波產生，反映了輸出電壓的變化，起到反饋作用，使輸出電壓穩定。
● 電路有前饋線調整功能。在負載不變時，輸入電壓突然增加，開關變壓器的感應電流由于輸入電壓增加而迅速斜升，因反饋信號和誤差信號尚未改變，限流作用發生比較快，故脈沖寬度變得比較窄。所以，市電的變化在影響輸出之前己被補償，即提高了對輸入電壓的響應速度。
圖4 斜率補償
當系統工作在占空比大于50％或連續電感電流條件下，會產生諧波振蕩，它是由固定頻率和峰值電流取樣同時工作所引起，圖4A顯示了這種現象。在t0時刻，Q1導通，電感電流以斜率m1上升，t1時刻，電流取樣輸入到達由控制電壓建立的門限。這導致Q1截止，電流以斜率m2下降，直至下一個振蕩周期。如果系統有一個擾動加到控制電壓上，產生一個小的△I（圖中虛線），系統將不穩定。
為了能使系統在占空比大于50％或連續電感電流條件下仍能可靠工作，將④端口的鋸齒波電壓通過射極跟隨器Q2送入③端口，從而在電流取樣端上增加了一個與脈寬調制時鐘同步的人為斜坡，可以在后續周期將△I擾動減小至零，如圖4B所示。該補償斜坡的斜率必須等于或略大于m2/2，系統才具有穩定性。
系統設計的保護電路有：
● 輸出過壓保護電路Ⅰ。當輸出電壓較高，通過電壓反饋電路使得②端口電壓超過2.5V時，內部觸發器復位，外接Q1截止，達到輸出過壓保護的目的。
● 輸出過壓保護電路Ⅱ。當輸出電壓升高，高于D9的擊穿電壓時，穩壓二極管D9擊穿，可控硅SCR觸發導通，使光電耦合器二極管的負端電壓降為0V，光電耦合器飽和，②端口電壓為最大值，Q1一直截止，達到輸出過壓保護的目的。
● 輸出過流、過載保護電路。在電路過流、過載時，輸出電壓降低，Q3、D4、R8構成次級過流、過載保護電路。當次級未過載時，Q3、D4截止；當次級過載時，Q3、D4導通，④端口電位下降，鋸齒波振蕩器停振，達到過流、過載保護的目的。
● Q1過流保護電路。當電源電壓異常時，開關回路的電流增大，取樣電阻R15上的電壓超過1V時，內部觸發器復位，外接Q1截止，有效地保護了Q1。
結論
本系統采用UC3842設計的電流控制型開關電源，克服了電壓控制型開關電源電壓調整率和負載調整率差的缺點，并且性能可靠，電路簡單。該電源是20～80W的小功率開關電源的理想電源。
